Acest circuit are un câștig nominal în tensiune de 20 dB (de zece ori) și un răspuns în frecvență care este practic liniar de la aproximativ 1 kHz până la peste 20 MHz. Un nivel util de câștig este asigurat la frecvențe de până la aproximativ 50 MHz. Unitatea este destinată în primul rând ca preamplificator pentru a mări sensibilitatea unui frecvențmetru digital sau a unui osciloscop care este utilizat pentru a afișa semnale de înaltă frecvență. Schema electrică a preamplificatorului este prezentată în Figura 27.
Tr1 este utilizat într-un etaj de intrare în configurație repetor pe sursă cu JFET, ceea ce oferă amplificatorului o impedanță de intrare de aproximativ 1 megohm șuntată de aproximativ 10 pF. Acest lucru asigură că sursa de semnal nu este încărcată puternic. C2 cuplează ieșirea de la Tr1 la intrarea lui Tr2, care este utilizat ca amplificator în configurație emitor comun. Acesta are o rezistență de sarcină în colector de valoare mică (R4) și funcționează la un curent de colector destul de ridicat (aproximativ 13,5 mA), astfel încât să se obțină un răspuns liniar până la aproximativ 20 MHz. Răspunsul la frecvențe înalte este, de asemenea, ajutat de utilizarea unui tranzistor de unde metrice (V.H.F.) în poziția lui Tr2 și de cantitatea mică de reacție negativă introdusă de R5. C3 asigură blocarea componentei continue la ieșire, iar S1 este întrerupătorul pornit/oprit. Consumul aproximativ de curent al circuitului este de 14,5 mA.
Deoarece intrarea și ieșirea circuitului sunt defazate (în opoziție de fază), este puțin probabil ca reacțiile parazite să cauzeze instabilitate. Cu toate acestea, ele vor duce la o reducere a răspunsului la frecvențe înalte al unității. Prin urmare, este important să se folosească o metodă de construcție care să ofere niveluri scăzute de capacități parazite, iar un circuit imprimat sau o placă de testare simplă cu matrice (perfboard) sunt adecvate ca bază constructivă a unității.
1. Recomandări de tranzistoare moderne de înaltă frecvență
La frecvențe de zeci de megahorți, parametrii interni ai tranzistoarelor (în special capacitățile parazite de joncțiune și frecvența de tăiere fT sunt critici.
Pentru Tr1 (JFET de înaltă frecvență):
-
- BF245A / BF245B: Deși sunt modele clasice, rămân de referință în RF pentru aplicații prin inserție (VHF/UHF). Au o capacitate de intrare mică (cca. 4 pF) și funcționează excelent ca repetor pe sursă.
- J310 / PN310: Un JFET proiectat special pentru aplicații VHF/UHF de bandă largă, cu o transconductanță mare și zgomot foarte redus la frecvențe înalte. Capsulă TO-92.
- 2SK211 / MMBFJ310 (SMD): Dacă dorești să folosești componente cu montare pe suprafață pentru a reduce la maximum inductanțele terminalelor.
Pentru Tr2 (Tranzistor bipolar V.H.F. / U.H.F.):
-
- BF199: Menționat și în solicitare, este o alegere clasică excelentă având o capacitate de reacție inversă (colector-bază) extrem de mică (sub 0.5 pF).
- 2N918 / PN918: Un tranzistor metalic (sau plastic în varianta PN) de foarte mare viteză, optimizat pentru oscilatoare și amplificatoare RF de bandă largă până la sute de megahorți.
- MPSH10: Un tranzistor de uz general pentru aplicații RF și VHF extrem de popular, ieftin și ușor de găsit în capsulă TO-92, cu o frecvență de tăiere fT de peste 650 MHz.
- BFR92 / BFR93 (SMD): Standardul modern pentru circuite RF de mică putere, cu fT de 5 GHz. Necesită cablaj SMD, dar performanțele sunt net superioare la 50 MHz.
2. Explicația tehnică: Rezistența R4, curentul mare și Efectul Miller
Extinderea benzii unui amplificator în configurație emitor comun (Tr2) este limitată dramatic de Efectul Miller. Acest efect multiplică aparent capacitatea internă dintre bază și colector Ccb, transformând-o într-o capacitate parazită uriașă la intrarea etajului, care ecranează (scurtcircuiteză la masă) semnalele de frecvență înaltă.
Capacitatea de intrare echivalentă Miller este dată de formula:
Unde \(A_{V}\) este câștigul în tensiune al etajului.
Unde \(A_{V}\) este câștigul în tensiune al etajului.
Iată cum soluția din text (rezistență mică în colector + curent mare) rezolvă această problemă:
-
- Reducerea rezistenței R4 limitează câștigul de vârf: Câștigul în tensiune al etajului este direct proporțional cu rezistența din colector
-
-
- Alegând o valoare foarte mică pentru R4, câștigul în tensiune al tranzistorului Tr2 este menținut strâns (în jur de 10-15 ori). Un câștig moderat înseamnă că factorul (1 + Av) rămâne mic, prevenind amplificarea excesivă a capacității Miller la intrare.
- Curentul mare de colector (13.5 mA) mărește viteza: Pentru ca tranzistorul să poată amplifica până la 20–50 MHz cu o rezistență de sarcină atât de mică, el are nevoie de o transconductanță gm foarte mare. Transconductanța este direct proporțională cu curentul de colector
-
- La 13.5 mA, tranzistorul devine extrem de „rapid” și capabil să încarce și să descarce rapid toate capacitățile parazite ale circuitului.
- Micșorarea constantei de timp RC de ieșire: Banda superioară la -3dB a circuitului depinde de constanta de timp formată din rezistența din colector și capacitățile parazite de ieșire
- Cu cât R4 este mai mic, cu atât această constantă de timp este mai scurtă, ceea ce împinge frecvența de tăiere mult mai sus în spectrul RF.
-
3. Reguli practice de design pentru cablaj (RF Layout)
La 20–50 MHz, fiecare milimetru de traseu pe cablaj se comportă ca o inductanță parazită, iar traseele paralele devin condensatoare parazite care pot atenua semnalul sau pot provoca autooscilații.
-
- Trasee cât mai scurte și drepte: Terminalele componentelor (în special ale tranzistoarelor și ale condensatoarelor de cuplaj C2, C3 trebuie tăiate cât mai scurte și lipite direct, fără bucle. Traseele de semnal trebuie să aibă lungimi de ordinul milimetrilor.
- Plan de masă continuu (Ground Plane): Se recomandă utilizarea unui cablaj dublu placat, unde întreaga față superioară (sau inferioară) este lăsată complet din cupru nevopsit și conectată la borna negativă (Masă). Acest plan de masă oferă o cale de întoarcere de impedanță zero pentru curenții RF și ecranează traseele de semnal.
- Evitarea traseelor paralele: Traseul de intrare (grila lui Tr1 și traseul de ieșire (colectorul lui Tr2 nu trebuie să ruleze niciodată în paralel sau aproape unul de altul, pentru a preveni cuplajul capacitiv parazit (care ar reduce drastic banda, așa cum avertizează textul).
- Decuplarea locală a alimentării: Condensatorul de decuplare a alimentării C4 trebuie să fie de tip ceramic multistrat (MLCC) și lipit fizic direct între pinul rezistenței R4 și planul de masă, la o distanță de maximum 2-3 mm de tranzistor. Condensatoarele electrolitice mari nu funcționează la 50 MHz din cauza inductanței lor interne.
- Utilizarea topologiei „Punct la Punct” pe Perfboard: Dacă folosești o placă de test cu găuri (perfboard), nu folosi fire lungi pentru interconectare. Folosește chiar terminalele componentelor îndoite pe spatele plăcii pentru a realiza conexiunile, păstrând totul extrem de compact.
Dacă dorești să avansezi cu proiectul, te pot ajuta cu:
- Stabilirea valorilor exacte pentru componentele din schemă (cum ar fi R4, R5 și condensatoarele) pe baza cerințelor de curent.
- Cum să adaugi o mufă BNC sau SMA corect adaptată la 50 Ohmi pentru intrare/ieșire.
- Modul în care se realizează o ecranare suplimentară în cutie metalică pentru a elimina zgomotul captat din mediu.
